引言

光伏戶用電源系統(tǒng)，由光伏陣列、充電控制器、蓄電池放電控制器和逆變電源五部分組成。如圖1所示。

圖1   光伏逆變電源系統(tǒng)結構框圖

目前光伏逆變電源多采用高頻變換，通過高頻DC-DC變換技術，先將低壓直流變?yōu)楦哳l低壓交流，經(jīng)過高頻變壓器升壓后再整流成高壓直流，若對其進行正弦變換，即可得到50Hz、220V正弦波交流電。但因采用高頻變換，因而體積小、重量輕、噪音小、效率高。

隨著諧振開關電源的發(fā)展，諧振變換也被用在逆變電源系統(tǒng)中，即構成了諧振型高效逆變電源。該逆變電源是在DC-DC變換中采用了零電壓開關技術，因而開關損耗基本上可以消除，即使當開關頻率超過1MHz以上后，電源的效率也不會明顯降低。本文選用移相控制全  橋零電壓開關PWM變換器作為DC-DC升壓環(huán)節(jié)。本設計就針對DC-DC模塊進行詳細設計。

設計指標如下：

• ? 輸入直流電壓44V~48V；

• ? 輸出直流電壓為350V，輸出電流14A；

• ? 最大輸出功率：5000W；

1  主電路設計

1.1 主電路拓撲

圖2   Phase-shifted FB ZVS主電路拓撲

圖2是移相控制全橋零電壓開關PWM變換器電路原理圖。其中，Vin 為輸入直流電壓，D1-D4分別為Q1-Q4的內部寄生二極管，C1-C4分別為Q1-Q4的寄生電容或外接電容，Lr是諧振電感，它包括變壓器的漏感。Q1和Q2組成的橋臂為超前橋臂,Q3和Q4組成的橋臂為滯后橋臂。開關頻率為100KHZ。

1.2  高頻變壓器原副邊變比

為了在規(guī)定的輸入電壓范圍內能夠輸出所要求的電壓，變壓器的變比應按最低輸入電壓Vin選擇?？紤]到移相控制存在副邊占空比丟失現(xiàn)象，選擇副邊占空比為0.85，則可技術出副邊電壓Vsec(min)為：                                                       

其中，V0是輸出直流電壓，VD是輸出整流二極管的通態(tài)壓降，VL是輸出濾波電感上的直流壓降。故變壓器原副邊變比為： ，選擇變比為 K=1/10。

1.3  主功率管的選擇

本直流升壓環(huán)節(jié)選用MOSFET作為功率開關管來構成全橋電路。由于輸入直流電壓最大值為48V，原邊電流最大值為 。根據(jù)經(jīng)驗，此升壓電路功率開關管選用FAIRCHILD公司的FQA160N08,其漏源電壓為80V，正常漏極電流為160A。其溝道電阻Rds(on)=0.0056Ω。

1.4  諧振電容

諧振電容的選擇應考慮下述因素：為了在任意時均能實現(xiàn)各橋臂的零電壓關斷，Vin應取最小值Vin(min)；考慮到滿載時實現(xiàn)零電壓關斷；負載電流為1.5A時濾波電感Lf的電流 臨界連續(xù)。也就是說， 的脈動量Δ 為3A。要實現(xiàn)開關管的零電壓關斷，諧振電容充放電時間必須大于開關管關斷時間，即： 。其中，Cr是諧振電容，I是各橋臂關斷時原邊電流的大小，Vin是輸入直流電壓。

在滿負載時， ，開關管FQA160N08的關斷時間 ， ，根據(jù)上式可得： 。

1.5  諧振電感值

為了實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關，必須滿足下式：  。其中Lr是諧振電感，I是滯后橋臂開關管關斷時原邊電流的大小， 是開關管漏源極電容，Vin是輸入直流電壓。

諧振電感的選擇應考慮下述因素：為了在任意時均能實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關，Vin應取最大值Vin(max)；考慮到1/3以上滿載時實現(xiàn)零電壓開關；負載電流為1.5A時濾波電感Lf的電流 臨界連續(xù)。也就是說， 的脈動量Δ 為3A。

在1/3負載時， ，開關管的漏源極電容 ， ，根據(jù)上式可得： 。

1.6  高頻變壓器設計

根據(jù)變壓器的溫度、功率及頻率，選擇EE90磁芯，有效截面積為Ae=4.19cm2,磁芯窗口面積為Aw=6.08cm2。則原邊繞組匝數(shù)為： 為磁感應增量，ton為一次側導通脈沖時間 ，由 ，原邊取8匝。 

為了在任意輸入電壓時能夠輸出所要求的電壓，變壓器的副邊匝數(shù)應按最低輸入電壓Vin(min)選擇。同時應考慮副邊占空比的丟失和死區(qū)影響，實際確定副邊最大占空比    Dsec(max)。所以副邊繞組匝數(shù)為：

，取80匝。         

其中VO為輸出電壓，VD為二極管的管壓降，VL為濾波電感的直流壓降。

1.7  輸出濾波電感的電感量

在設計變換器輸出濾波電感時要求輸出濾波電感在某一個最小電流 時保持連續(xù)。電感 的最小值應為： 

在工程設計時，一般的經(jīng)驗算法是要求輸出濾波電感電流的最大脈動量ΔImax為最大輸出電流的20%，也就是說在輸出滿載電流的10%的條件下，輸出濾波電感電流應該保證連續(xù)。那么上式中的 可取 。由于輸入電壓是變化的，為了保證濾波電感電流的最大脈動量不超過最大輸出電流，上式中的Vin取Vin(max)。全橋變換器的開關頻率為fs，副邊整流后的方波電壓的頻率為2fs，即上式中 =2fs。這樣，上式可改成下式：

即 取最大值  =0.166mH。

1.8  輸出整流二極管的選擇

本電源的開關頻率為100kHz，輸出整流二極管應選用超快恢復二極管。對于本電路而言，整流管上承受的最大反向電壓為Vbr=Vin/K=48*10=480V。在整流管開關時，有一定的電壓振蕩，因此要考慮裕量，可以選用600V的整流二極管。整流二極管在理想狀態(tài)下，流過的最大電流等于輸出最大電流14A，考慮占空比引起的電流增加和一定的安全余量，可以選用25A的整流二極管。此升壓模塊采用的是IXYS公司的DSEI30的超快速恢復二極管，額定電壓是600V,額定電流是37A。

2  控制電路設計 

圖3   控制電路

控制電路采用了專用移相控制器件UC3879（參考文獻4），如圖3所示。此設計UC3879采用了電壓型PWM控制方式。其中包括過流保護電路，輸出電壓反饋可調控制電路以及蓄電池欠壓保護電路。

圖4   驅動電路

UC3879輸出的OUTA，OUTB，OUTC，OUTD4路信號再通過門控隔離驅動而設計的光耦隔離驅動電路集成芯片TLP250組成了驅動電路，如圖4所示，四組分別驅動Q1-Q4開關管，需要3個20V輔助電源， OUTA/OUTB，OUTC/OUTD相位互補，OUTA(OUTB)分別超前OUTC(OUTD)一定的移相角。輔助電源是由蓄電池、UC3844、TL431所組成的自反激式變換器。

3 仿真結果

經(jīng)過仿真實驗后，結果如下：

曲線1代表副邊電壓波形，曲線2代表原邊電壓波形，曲線3代表原邊電流波形，從曲線2和曲線3 的比較可以看出，當原邊電流從正（或負）方向變化到負（或正）方向時，副邊存在占空比丟失（圖中垂直虛線表示）。

曲線4為Q3的驅動波形，曲線5 為其漏－源電壓波形。從中可以看出，當驅動電壓變?yōu)檎较驎r，其漏源電壓已經(jīng)為零了，其內部寄生的反并聯(lián)二極管已經(jīng)導通，此時開通MOSFET就是零電壓開通。而在開關管關斷時，由于諧振電容的存在，使它是零電壓關斷。因此該移相控制方式實現(xiàn)了開關管的零電壓開關。

4  結語

本文介紹的全橋移相ZVSPWM的DC-DC模塊開關管實現(xiàn)了ZVS，但副邊存在占空比的丟失，一般需采用以下兩種方法解決：① 采用輔助網(wǎng)絡增強滯后橋臂實現(xiàn)ZVS的能力；② 采用飽和電感的辦法。還需要做進一步研究。

參考文獻

[1] 張占松、蔡宣三，開關電源的原理和設計（修訂版），電子工業(yè)出版社，2004 

[2] 黃俊、王兆安，電力電子技術（第四版），機械工業(yè)出版社，2001

[3] 原田耕介，開關電源手冊，機械工業(yè)出版社，2004

[4] Unitrode公司產(chǎn)品應用手冊，Phase Shift Resonant Controller

[5] 申志宏、李時杰，基于UC3879的移相全橋ZVS-PWM逆變器的研究，國外電子測量技術 2003（增 刊）：25～28，2003

作者簡介

申  翔（1982－），男，2004級碩士研究生，專業(yè)電力電子與電力傳動

蘇建徽（1963－），男，博士，教授，碩士生導師，合肥工業(yè)大學能源研究所所長  

合肥工業(yè)大學教育部光伏系統(tǒng)工程研究中心副主任

張國榮（1963－），男，博士，副教授，碩士生導師，合肥工業(yè)大學能源研究所副所長

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